RMS-DC变换器AD737JN
AD737JN是AD公司推出的真有效值直流变换器。和以往的有效值测量技术不同,真有效值直流变换可以直接测得各种波形的真实有效值,它不是采用整流加平均测量技术,而是采用信号平方后积分的平均技术。采用AD737JN可以简化仪器的设计,增加信号测量品种,并且灵敏度、精确度也大大改善。本文讨论了真RMS测量技术的工作原理,并给出了AD737JN的典型应用电路。
AD737JN；真RMS-DC；测量；仪表;AD737JN；
目前市场上的万用表大多采用简单的整流加平均电路来完成交流信号的测量,因此这些仪表在测量RMS值时要首先校准,而且用这种电路组成的万用表只能用于指定的波形如正弦波和三角波等,如果波形一变,测出的读数就不准确了。真有效值直流变换则不同,它可以直接测得输入信号的真实有效值,并和输入波形无关。
一个交变信号的变化情况可用波峰因数C（Crest Factor）来表示,
波峰因数定义为信号的峰值和RMS的比值：C =VPEAK/VRMS.不同的交变信号,它的波峰因数也就可能不同,许多常见的波形,如正弦波和三角波,它们的C比较小,一般小于2,而一些占空比的信号和SCR信号,它们的峰值因数就比较大。要想获得精确的RMS测量结果,如果使用加取平均电路,设计者要事先知道信号的波形,并测得其波峰因数,而RMS-DC变换器测无需知道的波号的开关就能直接测出各种波峰因数的交变信号的有效值。AD636能外理的信号的最大波峰因数为10,附加误差不超过1%,而AD737JN能处理的信号波峰因数为5,表1对采用真RMS-DC变换器和加数平均两种技术在各种波形下的性能作了对比。
一个交变信号的有效值的定义为：
这时,VRMS为信号的有效值,T为测量时间,V（t）是信号的波形。V(t)是一个时间的函数,但不一定是周期性的。
对等式的两边进行平方得：
右边的积分项可以用一个平均来近似：
这样式（2）可以简化为：
VRMS2=Avg[V2（t)] (4)
等式两边除以VRMS得：
VRMS={Avg[]V2(t)]}VRMS （5）
这个表达式就是测量一个信号真实有效值的基础、AD公司的真有效值直流变换器也正是采用了这一原理。
对式（4）两边进行开方得：
这样就得到VRMS另一种表示方法。
在实际中公式（5）比公式（6）更有应用价值,因为采用公式（5）将使得器件的动态范围更宽,采用公式（6）,对于一个100:1（0.1～10V）的交变信号来说,平方后的输出的变化范围将为10000:1（1mV～10V）,而使用的平方器电路的误差本身就可能超过1mV,那么,准确率就会和信号的幅度有很大的关系：为了保证一定的精度,动态范围就要小于100:1.
图1是根据公式（5）设计的RMS-DC的电路,AD公司的AD536、AD636、AD637和本文介绍的AD736、AD737都在内部采用了这种方案。
它的输入级是一个单位增益（增益为1）缓冲器,在AD536A、AD636和AD637中,这个缓冲器是独立的,可另作它用,我们可以把它用作变换器的一个高阻抗输入缓冲,也可以把它作为一个有源滤波器跟在RMS-DC变换器自身的滤波器后面,我们也可以把它束之高阁,弃之不用。而在AD736和AD737中,这个输入缓冲器只能作为高阻抗放大器使用,并且在内部已按需要的连线连接好。
第二部分就是绝对值电路,绝对值电路就是一个高精度的全波整流器,绝对值电路的输出接至一个平方/乘法器。平方乘法器对输入信号进行平方运算,然后用RMS-DC变换器的输出去除,就可实现式（5）要求的功能。
虽然真RMS-DC变换器可以测出任意波形交变信号的有效值,但是不同型号的RMS-DC变换器可以测量的交流信号最大有效值、最大波峰因数也不相同,到目前为止还没有一种能适用于任何场合的RMS-DC变换器,在实际应用中我们要尽可能地选择和应用场合适应的型号,这样,我们就地精度、带宽、功耗、输入信号电平、波峰因数和稳定时间因素综合考虑。
AD637可测量的信号有效值可高达7V,也是AD公司RMS-DC产品中精度最高、带宽最宽的,对于1VRMS的信号,它的3dB带宽为8MHz,并且可以对输入信号的电平以dB形式指示,另外,AD636还具有电源自动关断功能,使得静态电流众3mA降至45µA.
AD736和AD737主要用于便携测试仪表,它的静态功耗电流小于200µA,可接受的信号有效值为0～200mV,（如加上衰减器,可增大测量范围,后面详述）AD737也有一个电源关断（Power-down）输入,允许用户把电流众160µA降至40µA,从而降低功耗,表2对AD637、AD736、AD737的特性作了简单的比较。从比较中可以看出,AD637的性能更好,它的精度、动态范围、波峰因数、稳定时间诸参数都很好,而且的退频带最宽（参见表3）。
如果要求精度调,对大幅度信号和变化快信号的响应速度快,就应选择AD637。AD637的响应时间和信号幅度无关,而AD736、AD737的响应时间在平均电容器电容值恒定的条件正,直接取决于信号电平。信号幅度愈小,响应时间愈长,信号幅度愈大,响应时间愈短。
尽管AD736、AD737的带宽比AD736要小,但是对于小信号（10mV),它们的性能更好,而且功耗小。
它们也可作为一种通用器件去代替加权平均方案中的运放电路和整流器电路。另外,AD736和AD737都具有着断功能。
为了更好的理解AD736的工作原理,首先给定了AD736的管脚排列（如图2所示）,随后结合平均电容CAV和滤波器CF,重新画出它的框图（如图3所示）,以便使其信号流向更清楚。
AD736和AD737的输入是通过一个用作单位增益缓冲器（具有FET输入）的运放来引入的。这个缓冲器有两种用法,一种是用作高阻抗输入缓冲器（通过PIN2引入被测信号）,另外一种就是用作低阻抗输入缓冲器（通过PIN1引入被测信号）。用作低阻抗输入是,可提供的动态范围要比用作高阻抗缓冲时宽,所需输入电流小,适于要求高输入阻抗的应用场合。
这个缓冲器的输出接至全波整流器即绝对值电路,反过来,全波整流器的输出又接至一个平方器/除法器,此平方/除法器的输出又接至作为电流-电压变换器的运放的反相输入端（引脚3）。这样,可以在引脚3和引脚6（输出）之间跨接一个电容,这个电容和内部8kΩ反馈电阻并联组成一个有一个极点的低通滤波器。
AD737在内部设计和功能上和AD736相似,只是省去了输出缓冲器,参见图4和图5.省去这个缓冲器的目的是为了降低功耗,而且由于AD737具有关断功能,可进一步降低功耗。它的输出部分就是一个简单的带8kΩ负载电阻的集电极开路的NPN型三极管。
AD736和AD737所需的平均电容（CAV）跨接在脚4（-VS）和脚5（CAV）之间,这样电容CAV就是跨撞在RMS核心阻件中的三极管的基极发射极之间,这就意味着和平均电容CAV并联的电阻是一个二极管的电阻,因此,这个就和信号电平有直接的关系,这就是时间常数和RMS值成反比的原因。
由于外接的平均电容CAV在RMS计算过程中保持着经过整流器的输入信号和电压,因此电容CAV的值就直接影响测量精度,特别是在测试信号的频率低时,电容器的值越大,误差越小,同样,由于平均电容看起来是接在平方/除法器的基极-发射极组成的PN结之间的,PN结的电阻随信号电平的变化而变化,这样平均时间常数将随输入信号的变小而线性增大。因此,当信号电平变小时,由于平均电路的非理想性而造成的误差就会变小,电路稳定至新的RMS电平所需的时间也就增加,这样,对于小幅度的输入信号,
测试精度高,但由于放电需要的时间长而使两次测试之间的等待时间变长。这样就需要在精度和稳定时间之间作出权衡。
图6是在AD736或AD737上加一个下弦小时的典型的输出波形。VOUT=RMS（VIN）这种理想情况是不可能实现的,相反,实际的输出包括直流误差和纹波分量。
直流误差就是输出信号（已通过滤波滤去纹波）和理想的直流输出之间的差,直流误差只受所用平均电容的影响,采用一个百常大的CF将减小直流误差。同样采用一个大CF,也就消除纹波。
在大多数情况下,在选择电容器CAV和CF的值时,要考虑直流误差和交流误差的综合误差,这个综合误差表征着测量中的最大确定性,因此也称为“平均误差（Averaging Error）”,它等于输出纹波的峰值加上直流误差。
当测量信号的频率变高时,直流误差和交流误差会随之迅速减小,如果频率增大一倍,直流误差将变为原来的1/2,而交流误差将变为原来的1/4,这样误差的影响也就变小了,表4给了几种常见应用中CAV、CF的实际数值。图7示出了对于不同CAV值的误差和波峰因数的关系曲线。
5. AD737稳定时间的计算
图8可以用于AD736、AD737稳定时间的近似计算。RMS变换器需要的总的稳定时间是从图中求得的两次稳定时间的差,也就是起始的稳定时间减去最后的稳定时间。
举个例子,假定平均电容为33µF,初始的信号RMS电平为100mV,现在它的电平减至1mV,从图8中可以看出,起始稳定时间（对应于100mV）大约80ms,最终的稳定时间（对应于1mV）大约为8s,因此,电路稳定到新有效值的净时间即可求出,对于这个使子,基本上由最终稳定时间确定。
上面的例子中,我们用两个不同有效值的信号作为输入信号,如果我们需要对一个信号进行连续测量,那么这个信号的稳定时间就不必再去减去某一个值,我们从表中直接查出的值就认为是该信号的稳定时间。
通过以下的分析,可以看出稳定时间不仅和电路（主要是CAV）有关,而且和被测信号的电平有关。
6.1 测量范围的拓展
我们知道,AD737JN的测量范围为200mV（最大波峰因数为3）,如果想测量更大幅度范围的信号,最简单的方法就是使其工作在高输入阻抗状态下,并外加一个简单的电阻衰减器（参见图9）。
6.2 采用单电源供电的AD736的工作
AD737JN一般采用±5V双电源供电,这样才能保证当输入信号的有效值为零时,其输出也为0.因为在没有加载信号时,AD737JN的输出为两个供电电源的中值。在单电源供电时,没有信号加入时,它的输出将为1/2VCC,因此,我们要在最后加一差分放大器,才能保证“0V输入0V输出”。这里我们用一个单电源供电的运放来完成这一功能,参见图10.
图10中,我们采用单+9V为AD736供电,电阻R78和R8组成分压器,提供“本地参考地”（1/2VCC）,即4.5V,AD736的Common端、22MΩ的输入偏置电阻,U2的反相输入端（通过R4和R5）都接到这个参考地上。U2这个单电源供电的运往,按照增益为差分放大器方案连接,这样U2就只对本地参考地和AD736输出之间的电压差进行放大（增益为1）,当AD736的输入信号的有效值从0变化到200mV时,它的输出将从4.5V变化到4.7V,U2的输出为AD736的输出和4.5V之间的差,也就是0mV到200mV.
电路的其它部分工作原理如下：
AD736的输入是交流耦合方式,R1为BiFET运放的输入偏置电流（典型值为1pA)提供通路,由于流经22MΩ偏置电阻的电流而造成的误差可以忽略不计,C3（10µF（,连在U1的脚1和脚8之间,用来确定截止下限频率,本例中下限截止频率2Hz。如果要想改为其它的值,可按下式计算。
f=1/2πRC………（7）
式中f为-3dB下限截止频率,单位为Hz,C的单位为F,R为固定值（内部已定好）,为8kΩ。
平均电容为33µF,连在V1的脚4和脚5间,外接的滤波电容CF（10µF）连在脚3和脚6单,和U1内部的电阻并联,构成截止频率为2Hz、包含一个极点的低通器。
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